零電壓開關(guān)(ZVS)/零電流開關(guān)(ZCS)技術(shù)，或稱軟開關(guān)技術(shù)，小功率軟開關(guān)電源效率可提高到80%~85%。20世紀(jì)70年代諧振開關(guān)電源奠定了軟開關(guān)技術(shù)的基礎(chǔ)。

基本介紹

PWM開關(guān)電源按硬開關(guān)模式工作(開/關(guān)過程中電壓下降/上升和電流上升/下降波形有交疊)，因而開關(guān)損耗大。高頻化雖可以縮小體積重量，但開關(guān)損耗卻更大了。為此，必須研究開關(guān)電壓/電流波形不交疊的技術(shù)，即所謂零電壓開關(guān)(ZVS)/零電流開關(guān)(ZCS)技術(shù)，或稱軟開關(guān)技術(shù)，小功率軟開關(guān)電源效率可提高到80%~85%。20世紀(jì)70年代諧振開關(guān)電源奠定了軟開關(guān)技術(shù)的基礎(chǔ)。隨后新的軟開關(guān)技術(shù)不斷涌現(xiàn)，如準(zhǔn)諧振(20世紀(jì)80年代中)全橋移相ZVS-PWM，恒頻ZVS-PWM/ZCS-PWM(上世紀(jì)80年代末)ZVS-PWM有源嵌位；ZVT-PWM/ZCT-PWM(20世紀(jì)90年代初)全橋移相ZV-ZCS-PWM(20世紀(jì)90年代中)等。我國已將[敏感詞]軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)用于6kW通信電源中，效率達(dá)98%。

技術(shù)應(yīng)用

對降壓穩(wěn)壓器的關(guān)鍵要求通常是尺寸和效率。由于印制電路板面積彌足珍貴，哪個設(shè)計人員也不愿意分配額外的空間給功率設(shè)計方案。此外，由于單片機(jī)和數(shù)字信號處理器(DSP)不斷推陳出新，電路板設(shè)計方案也不斷升級，盡管功率有所增加，但產(chǎn)品尺寸卻不能增大了。因此，高密度穩(wěn)壓器便隨著[敏感詞]IC集成度的提高、MOSFET技術(shù)的提升及封裝工藝的改良而不斷發(fā)展?？v使這樣，這些穩(wěn)壓器還是無法滿足新系統(tǒng)的應(yīng)用要求。尤其是系統(tǒng)內(nèi)部的功率密度正日益提高。其主要原因是開關(guān)損耗阻礙穩(wěn)壓器MOSFET的內(nèi)部性能。如果不從根本上解決這些損耗問題，那么只能期望一些微小的性能提升。

選用原因

造成開關(guān)損耗的主要原因在于：一是，硬開關(guān)?，F(xiàn)今，大多數(shù)非隔離降壓穩(wěn)壓器拓?fù)涞拈_關(guān)損耗都很大。原因是在導(dǎo)通和關(guān)斷期間，MOSFET同時承受高電流和高電壓應(yīng)力。當(dāng)開關(guān)頻率與輸入電壓增高時，這些損耗同時增大，限制了其可以達(dá)到的[敏感詞]工作頻率、效率和功率密度。二是，柵極驅(qū)動損耗。由于柵極驅(qū)動電路內(nèi)的米勒電荷的功耗較高，導(dǎo)至硬開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的柵極驅(qū)動損耗也較高。三是，本體二極管傳導(dǎo)。當(dāng)高電平端MOSFET導(dǎo)通和關(guān)閉時，高脈動電流通過低電平端MOSFET的本體二極管。本體二極管導(dǎo)通的時間越長，反向恢復(fù)損耗和本體二極管傳導(dǎo)損耗便愈高。本體二極管傳導(dǎo)也會造成破壞性的過沖和振鈴。開關(guān)損耗還限制了穩(wěn)壓器的開關(guān)頻率，開關(guān)頻率越高，MOSFET開關(guān)時間就越長，損耗就越大。如果開關(guān)不能在高頻率切換，將限制更小型無源組件(電阻、電容和電感)的使用，從而使穩(wěn)壓器密度受到影響。眾多電子設(shè)計師希望在負(fù)載點使用零電壓開關(guān)(ZVS)  。
??針對上述問題，Picor引入了一個高性能、高度集成、軟開關(guān)降壓穩(wěn)壓器平臺，可高頻工作，大幅度地降低開關(guān)損耗，提高效率。

一、零電壓開關(guān)ZVS應(yīng)用背景

        零電壓開關(guān)(Zero Voltage Switch)，即開關(guān)管關(guān)斷時，開關(guān)管導(dǎo)通時，其兩端的電壓已經(jīng)為0。這樣開關(guān)管的開關(guān)損耗可以降到[敏感詞]。我們平時使用的電磁爐和LLC電源都是這種諧振電源，普通的充電器等都是硬開關(guān)的，比這種諧振電源損耗要大些，所以ZVS可以做到很高效率，例如電磁爐，當(dāng)我們把功率調(diào)到比較大時，為持續(xù)加熱；當(dāng)功率調(diào)的較小時，就開始斷斷續(xù)續(xù)加熱，因為那個時候已經(jīng)不能達(dá)到諧振狀態(tài)了。像我們普通充電器那種硬開關(guān)的電源，不管空載和滿載都是持續(xù)震蕩的。但是零電壓開關(guān)也有一個缺點，就是其調(diào)節(jié)范圍一般都比較窄。

二、零電壓開關(guān)ZVS原理

        圖2-1 零電壓開關(guān)原理圖（直流供能）

        圖2-2 零電壓開關(guān)波形圖及其t2時刻波形圖

1.上電時L1通入的電流為零，電源通過R1、R2是Q1、Q2導(dǎo)通，L1電流逐漸增加，由于兩個開關(guān)管特性差異，將導(dǎo)致流入兩個開關(guān)管的電流不同，假設(shè)Q1電流大于Q2電流，所以Q1柵極電壓高于Q2柵極電壓，通過兩個二極管D1、D2，使得a點電壓低于c點電壓，故T1將產(chǎn)生b為正，a為負(fù)的感應(yīng)電壓，于是通過T1形成正反饋，使Q1導(dǎo)通，Q2截止。完成啟動過程。

2.（t0~t1時間）穩(wěn)態(tài)Q1導(dǎo)通時，由于上個周期T1電流為a到c，并且C1兩端電壓為零。由于電流不能突變，T1電流將對C1充電，C1逐漸為a負(fù)c正的電壓，并且正弦變大，T1電流正弦變小。此時a電壓被Q1下拉到0V，所以C點電壓正弦變大，Q1柵極電壓被D3穩(wěn)壓管鉗位，Q1時鐘保持導(dǎo)通。

        圖2-3 （t0~t1）Q1導(dǎo)通，T1電流對C1充電

4.（t1~t2時間）C1開始通過T1由c到a放電，C1電壓即c點電壓正弦變小，T1電流由c到a正弦變大。

        圖2-4 （t1~t2）C1對T1繞組放電，當(dāng)C1電壓為0左右時，Q1關(guān)斷，Q2導(dǎo)通

5.（t2時間）當(dāng)C1能力基本放完時，c點電壓下降到MOS管閥值電壓左右，將通過D2使Q1進(jìn)入放大區(qū)。此時C1對T1繞組由c到a放電電流達(dá)到[敏感詞]值。同時由于Q1進(jìn)入放大區(qū)，a點電壓逐漸上升，同時通過D1使Q2也進(jìn)入放大區(qū)。

6.（t2時間）C1放電完畢，T1繞組由c到a電流達(dá)到[敏感詞]值，將像C1充電，使C1充電為a正c負(fù)的電壓，同時C1兩端電壓正弦變大。此時兩個MOS管同時進(jìn)入放大區(qū)。

7.（右圖）由于T1對C1的持續(xù)充電，C1上電壓為a正c負(fù)，通過兩個二極管使Q2柵極電壓升高，Q1柵極逐漸下降，同時正反饋形成，Q2導(dǎo)通，Q1截止。

8.Q2導(dǎo)通與Q1導(dǎo)通過程類似。

9.L1電感值比T1大，整個震蕩周期中L1電流基本不變。震蕩過程中L1持續(xù)為LC振蕩器補(bǔ)充電能。

三、零電壓開關(guān)（ZVS）計算

1.波形振幅計算

        由波形圖可知L1下端b點的波形為正弦波的[敏感詞]（即為下面降到的Vbm）。由穩(wěn)態(tài)時電感兩端電壓積分為0，流過電容電流積分為0，可計算出b點電壓振幅。

        設(shè)b點電壓為，電源電壓為Vcc，

        則L1兩端電壓為即，

        對L1兩端電壓積分計算得，

        由波形圖可知b點電壓為a到c的電壓的一半，所以a、c兩端的電壓即C1端電壓為即為。

2.電感電流計算

        知道了電容C1兩端的電壓，就可以根據(jù)電容能量公式和電感能量公式來計算出電感[敏感詞]峰值電流為：，其中L為a到c的電感值。

        可見C越大，L越小，通過電感L的電流就越大，大的C和小的L，將導(dǎo)致很大的電流通過電感L，會產(chǎn)生強(qiáng)大磁場，電磁感應(yīng)加熱由此而生。不過通過電感L的電流過大，需要考慮其電阻上面的損耗。同時流過C的[敏感詞]電流等于電感[敏感詞]電流，選擇諧振電容時需要考慮電容的[敏感詞]電流參數(shù)。

3.計算振蕩頻率

        該諧振屬于LC并聯(lián)諧振，所以諧振頻率為

4.電感L1上交流峰值計算

        L1電感值較大時，流過的電流基本為直流，其電流為補(bǔ)償振蕩所損失的能量。由于b點的振幅已知，就可以計算出L1在一個振蕩周期中的交流峰值電流了（其實際峰值電流為直流電流+交流峰值電流）

        Vb電壓等于Vcc的時間t：

        于是對電壓積分就可以計算出流過L1電流峰值：

        過小的L1會導(dǎo)致其電流峰值很大，導(dǎo)致不必要的損耗。

采用零電壓開關(guān)ZVS拓?fù)涞?00W的PD解決方案

更大的電池容量和更短的充電時間需求，不斷提高對于充電器功率的要求。在小尺寸中實現(xiàn)大功率頗具挑戰(zhàn)性，人們?yōu)榇颂岢隽烁鞣N各樣的創(chuàng)新方案，包括零電壓開關(guān)ZVS拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、高性能開關(guān)、創(chuàng)新的封裝方式以及使用寬禁帶材料等，以滿足相應(yīng)設(shè)計要求。

如何利用電源開關(guān)和新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來實現(xiàn)94%的效率和23W/in3的功率密度。

為了達(dá)到更高的功率密度，需要選擇合適的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、規(guī)格尺寸和先進(jìn)的控制技術(shù)?？v觀當(dāng)前的大功率移動充電器市場，存在著多種針對大功率USB-PD充電器的解決方案，包括PFC+QR和PFC+LLC。然而，這些解決方案也存在一定局限性，限制了其得到廣泛應(yīng)用，例如：QR無法實現(xiàn)軟開關(guān)，LLC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)難以用于可變輸出電壓設(shè)計。

針對上述情況，英飛凌推出了一種新的非對稱半橋混合型反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（如圖1）。半橋與串聯(lián)電容器共同驅(qū)動傳統(tǒng)的反激變壓器。反激變壓器的主電感和串聯(lián)電容器形成諧振回路，用于實現(xiàn)半橋開關(guān)的ZVS特性，并在反激變壓器的常規(guī)退磁階段提供諧振功率傳輸。在正常運行期間，充電周期和相關(guān)功率通過峰值直流電流控制，而退磁階段通過定時控制，以確保適當(dāng)?shù)呢?fù)預(yù)磁化，從而滿足半橋開關(guān)所需的ZVS條件。

圖1：非對稱半橋反激拓樸的簡化示意圖

初級側(cè)的電源電路通過LC諧振回路實現(xiàn)，該回路由類似于LLC轉(zhuǎn)換器的半橋驅(qū)動。諧振電感器Lr為串聯(lián)電感，它既可以是變壓器漏感，也可以是變壓器漏感加外部電感，而Lm則代表變壓器主電感。通過將諧振電容器Cr和變壓器的初級線圈連接于正節(jié)點和半橋中點之間，也可以實現(xiàn)相同的轉(zhuǎn)換效果。當(dāng)高側(cè)開關(guān)HS導(dǎo)通時，能量將存儲于Cr和Lm中，并且各自存儲的能量將隨輸入電壓和開關(guān)頻率而變化（如圖2所示）。

圖2：儲能分布和頻率變化示意圖 

當(dāng)高側(cè)開關(guān)HS斷開時，變壓器中的電流將迫使半橋中點VHB下降，直至低側(cè)開關(guān)的體二極管鉗位電壓為止。然后，低側(cè)開關(guān)將在零電壓時導(dǎo)通，與此同時，變壓器相位反轉(zhuǎn)，能量轉(zhuǎn)移至次級側(cè)。當(dāng)?shù)蛡?cè)開關(guān)斷開時，上一階段變壓器中感應(yīng)的負(fù)電流將迫使半橋中點VHB升高其電壓，直至高側(cè)開關(guān)HS的體二極管鉗位電壓為止，類似于上一個階段。在ZVS條件下，HS打開，而LS關(guān)閉，但變壓器諧振回路中的電流仍為負(fù)，這意味著諧振回路中的多余能量將被送回輸入端。

為什么[敏感詞]混合反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)？

Infineon

• 與其他反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，混合反激變壓器需要存儲的能量比較少，因此有助于減小充電器的尺寸。

• 混合反激可以在初級側(cè)實現(xiàn)完全的ZVS，而在次級側(cè)實現(xiàn)完全的ZCS，并且泄漏能量也可以回收，從而提高效率。

• 如以下公式，輸出電壓將隨占空比變化。對于混合反激式來說，實現(xiàn)寬電壓范圍的輸出要容易得多，由此克服了LLC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在寬電壓輸出應(yīng)用中的局限性。

Vout：輸出電壓

D：占空比

Vin：輸入電壓

Lm：變壓器電感

N：變壓器匝數(shù)比

Lr：變壓器漏感

英飛凌的100W USB-PD參考設(shè)計

Infineon

完整的解決方案如圖3所示。PFC級采用臨界導(dǎo)通模式IRS2505和ThinPAK封裝IPL60R185C7 CoolMOS?，而DC-DC級則采用數(shù)字PWM控制器XDPS2201和IPLK60R360PFD7。同時，BSC028N06NS用作同步整流開關(guān)（將來可以換成專門針對充電器同步整流用的低壓ISZ0702NLS以進(jìn)一步提升性價比），協(xié)議控制器為CYPD3174，而p-channel MOS  BSZ086N03NS3用作輸出安全開關(guān)。

圖3：100W USB-PD解決方案框圖

通過這種設(shè)置，效率峰值可以達(dá)到94%，并且待機(jī)功耗低于60mW。

圖4：效率和待機(jī)功耗曲線

[敏感詞]效率：

選擇適當(dāng)?shù)母邏篗OSFET至關(guān)重要

Infineon

軟開關(guān)技術(shù)使器件能夠在ZVS下運行，即MOSFET僅在其漏源電壓達(dá)到0V（或接近于0V）后才導(dǎo)通。這種策略可以消除器件的導(dǎo)通損耗，而導(dǎo)通損耗通常是造成總開關(guān)損耗的主要因素。遺憾的是，由于輸出電容的“非無損”特性，所有高壓SJ MOSFET都會遭受另外一種損耗，即在MOSFET輸出電容（Coss）先充電后放電時，都會有部分能量損失。因此，即使在ZVS條件下運行，也無法回收存儲于輸出電容中的全部能量（Eoss）。這種現(xiàn)象與Coss的滯回特性有關(guān)，在執(zhí)行Coss充電/放電周期時可以借助較大的信號測量觀察到這種現(xiàn)象。正因如此，此類損耗通常被稱為Coss滯回?fù)p耗（Eoss,hys）。

圖5：SJ MOSFET的Qoss充電/放電周期

得益于英飛凌先進(jìn)的SJ技術(shù)，CoolMOS? PFD7系列進(jìn)一步降低了滯回?fù)p耗，從而有助于進(jìn)一步提高效率。  

 結(jié)論 

基于數(shù)字XDPS2201的ZVS混合反激式，可以在不同的輸入電壓和輸出電流條件下實現(xiàn)ZVS和ZCS。此外，它還可以回收變壓器漏感的能量。高性能的功率MOSFET有助于在60mm x 40mm x 18mm尺寸的100W USB-PD設(shè)計實現(xiàn)高達(dá)94%的效率。

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